UNIVERSITÀ DEGLI STUDI DI PAVIA DIPARTIMENTO DI ELETTRONICA

Presentazione sul tema: "UNIVERSITÀ DEGLI STUDI DI PAVIA DIPARTIMENTO DI ELETTRONICA"— Transcript della presentazione:

1 UNIVERSITÀ DEGLI STUDI DI PAVIA DIPARTIMENTO DI ELETTRONICA
FACOLTÀ DI INGEGNERIA DIPARTIMENTO DI ELETTRONICA Fenomeni di Pulling in Circuiti Integrati a Radio Frequenza: Accoppiamento Elettromagnetico tra Componenti Passivi e Studio di Circuiti Immuni per Oscillatore Locale Buongiorno, mi chiamo Matteo Ratti. Ho svolto il mio lavoro di tesi presso il laboratorio di microelettronica dell’università di Pavia occupandomi dei fenomeni di Pulling nei circuiti integrati a Radio Frequenza e studiando l’accoppiamento elettromagnetico tra i componenti passivi e la possibilità di implementare circuiti immuni per la realizzazione di oscillatori locali. Matteo RATTI

2 Definizione del substrato di riferimento
Strato epitassiale resistivo Bulk poco resistivo Substrato caratteristico dei processi C-MOS Resistenza dello strato inferiore trascurabile Nessun piano di massa Il primo passo nell’utilizzo di un simulatore elettromagnetico consiste nella determinazione di un substrato di riferimento sul quale verranno realizzati tutti i componenti integrati di interesse. In questo lavoro di tesi è stato utilizzato un substrato caratteristico dei processi C-MOS realizzato da uno strato di silicio sottile e resistivo accresciuto su uno strato spesso e scarsamente resistivo. In tutte le simulazioni eseguite, allo scopo di considerare casi pessimi di accoppiamento, è stato considerato questo substrato flottante, senza alcun piano inferiore di massa. Necessità di utilizzare porte differenziali oppure interne ma con un riferimento di massa

3 Induttori: estrazione di modelli equivalenti
Cox effetto capacitivo del metallo Repi resistenza del metallo verso il substrato Sulla base del substrato comune vengono definiti gli strati e i piani metallici necessari per realizzare lo stack di un induttore. Le caratteristiche dei materiali, così come la geometria del layout sono analoghe a quelle del processo H9D CMOS di ST Microelectronics. A partire dal comportamento elettromagnetico del layout rappresentato se ne vorrebbe ricavare un modello equivalente a costanti concentrate utilizzabile in un simulatore circuitale. La spirale di materiale metallico col quale viene realizzato l’induttore è sistemata sopra uno strato di ossido. Questa caratteristica dà luogo ad un effetto capacitivo verso il substrato di cui si tiene conto attraverso le capacità Cox. Lo strato epitassiale rappresenta invece un cammino resistivo per le eventuali correnti di perdita verso il substrato di cui tiene conto la resistenza Repi. Lo strato inferiore di silicio presenta invece una resistenza di entità trascurabile.

4 Induttori: estrazione di modelli equivalenti
In figura viene riportato l’andamento del modulo del parametro di impedenza Z11 relativo ad una simulazione ad una porta di tipo differenzialle collegata tra i terminali dell’induttore. Gli andamenti ottenuti al simulatore elettromagnetico ADS utilizzando il componente reale e quelli ottenuti al simulatore circuitale cadence relativi al modello equivalente sono praticamente indistinguibili e testimoniano la validità del modello proposto. Il dimensionamento dei componenti del modello viene realizzato utilizzando le relazioni riportate nella slide. L=Im[Z11]/ω Rs=Re[Z11] Cox  0r(areaind/tox) Repi  epi(tepi/areaind)

5 Accoppiamento tra piste di metal parallele
La struttura è caratterizzata dalla presenza di due induttanze proprie e una mutua Si tiene conto dell’induttanza mutua attraverso il coefficiente di accoppiamento K

6 Accoppiamento tra piste di metal parallele
L’induttanza propria cresce linearmente con la lunghezza delle piste L’induttanza mutua non dipende soltanto dalle dimensioni delle piste ma anche dalla loro distanza

7 Accoppiamento tra contatti metallici
(R1)teorica=r1(t1/areacont) contatto quadrato di lato 50mm: (R1)teorica=704W (R1)simulata=560W Riduzione di resistenza attribuibile agli effetti di bordo Necessità di valutare l’accoppiamento tra due contatti d [mm] R[KW] 2.5 1.099 10 1.12 30 1.13 50 100 250 500 1000 Resistenza di substrato tra i contatti pressoché indipendente dalla distanza d R12 trascurabile

8 Accoppiamento tra fili di bonding paralleli
Comportamento di due fili di bonding paralleli analogo a quello tra piste metalliche parallele Presenza di induttanze proprie ed induttanza mutua

9 Accoppiamento tra fili di bonding paralleli
Hmax=0.1mm Hmax=1mm Hmax=0.5mm

10 Accoppiamento induttore-contatto
Accoppiamento resistivo tra le due strutture Rcont stimata utilizzando la relazione: Una volta realizzato il modello a costanti concentrate per un singolo induttore è stato necessario analizzare gli effetti di accoppiamento tra strutture definite su un substrato comune. Un primo semplice esempio è rappresentato dall’accoppiamento tra un induttore e un contatto metallico. Per derivare informazioni inerenti il comportamento di questo tipo di struttura sono state eseguite delle simulazioni a due porte. I riferimenti di massa di ciascuna porta sono stati definiti sullo stesso terminale dell’induttore e risultano di conseguenza cortocircuitati. Il contatto, di forma quadrata è definito su un piano metallico posto esattamente sopra lo strato epitassiale. Strutture di questo tipo sono caratterizzate da un effetto di accoppiamento di tipo resistivo., eventuali correnti di perdita nel substrato possono infatti passare da un componente all’altro attraverso un cammino resistivo. L’esempio proposto si riferisce al caso di un induttore da 7nH e un contatto di 50μm di lato.

11 Accoppiamento induttore-contatto
In figura si può osservare l’andamento del modulo del parametro di diffusione S12. Va sottolineato il fatto che sono ancora una volta riportati i risultati riferiti al layout utilizzato al simulatore elettromagnetico e quelli riferiti al modello equivalente utilizzato con il simulatore circuitale. Le curve risultano indistinguibili e confermano la validità del modello. Per quanto riguarda l’andamento dell’accoppiamento si può affermare che, a frequenze inferiori al GHz esso risulta determinato dalla presenza della capacità Cox che determina una salita della curva a 20dB/dec. A frequenze superiori al GHz, l’intervento dell’accoppiamento di tipo resistivo, agendo come un polo, appiattisce la curva. Una serie di simulazioni, eseguite variando la distanza fra induttore e contatto ha evidenziato il fatto che l’accoppiamento di tipo resistivo risulta, oltre un limite inferiore, indipendente dalla distanza fra i componenti. Questo risultato sostiene l’ipotesi di trascurare la resistenza dello strato inferiore di silicio. Nel caso in cui si dovesse rimuovere il riferimento di massa comune e alimentare una delle due strutture in modo differenziale, si riuscirebbe ad annullare il passaggio di corrente Isub tra induttore e contatto annullando di conseguenza l’accoppiamento di tipo resistivo. Accoppiamento resistivo indipendente dalla distanza fra i componenti Accoppiamento resistivo nullo in assenza di riferimenti di massa comuni

12 Accoppiamento induttore-induttore
Presenza di un accoppiamento magnetico di entità variabile con la distanza d Dopo aver analizzato l’accoppiamento di natura resistiva tra un induttore e un contatto è necessario analizzare l’accoppiamento tra due induttori reali. In questo caso la struttura analizzata è caratterizzata non solo da un effetto di accoppiamento di tipo resistivo ma anche da un effetto di mutua induttanza fra i componenti che dà luogo ad un accoppiamento di natura magnetica. Il modello equivalente di una struttura di questo tipo è realizzabile in modo molto semplice affiancando i modelli dei singoli induttori. L’effetto di mutua induttanza viene considerato attraverso l’utilizzo di un coefficiente di accoppiamento k, ricavato ancora una volta dai parametri di impedenza prodotti dalle simulazioni elettromagnetiche. Rispetto al caso precedentemente analizzato va sottolineata la dipendenza del coefficiente di accoppiamento rispetto alla distanza tra i componenti.

13 Accoppiamento induttore-induttore
Alimentazione simmetrica e rimozione del riferimento di massa comune comportano l’annullamento dell’accoppiamento resistivo Anche in questo caso viene proposto l’andamento del modulo del parametro di diffusione S12. L’andamento rappresentato è riferito al caso in cui il valore nominale degli induttori sia uguale a 7nH e la loro distanza 100um. Oltre alla buona approssimazione tra i risultati relativi al layout utilizzato al simulatore elettromagnetico e quelli relativi al modello equivalente utilizzato al simulatore circuitale emerge, nella curva rappresentata, un effetto simile ad una risonanza, che separa la curva in due tronconi, uno al di sotto del GHz, uno al di sopra. Questo comportamento è attribuibile alla presenza contemporanea di un effetto di accoppiamento di tipo resistivo e di un effetto di natura magnetica. In analogia alla situazione precedente, rimuovendo il riferimento di massa comune ed alimentando almeno una delle due strutture in modo differenziale, si riesce ad annullare l’accoppiamento di tipo resistivo, ne risulta la curva rappresentata il cui andamento è determinato dal solo accoppiamento magnetico. Una volta che si è riusciti ad ottenere una metodologia valida per la stima dei disturbi originati dagli accoppiamenti è possibile andare a progettare un’architettura immune al Pulling.

14 Struttura differenziale e simmetrica
Alimentazione differenziale annulla accoppiamento resistivo OBIETTIVO: riduzione dell’accoppiamento magnetico Nell’ottica della riduzione degli accoppiamenti, verificato il fatto che è possibile ottenere un annullamento dell’accoppiamento di tipo resistivo utilizzando strutture alimentate in modo differenziale e senza riferimenti di massa comuni, sarebbe auspicabile riuscire ad individuare strutture in grado di annullare anche l’accoppiamento di natura magnetica. Il layout rappresentato, bilanciando in modo opportuno il campo magnetico, consente di ottenere una riduzione significativa dell’accoppiamento di natura magnetica. Confrontando l’andamento del modulo della S12 relativa a questo tipo di struttura si ottiene, a parità di distanza e di dimensionamento degli induttori, una riduzione dell’accoppiamento circa uguale a 30 dB rispetto al caso precedente con due soli induttori affacciati. Anche in questo caso l’accoppiamento risulta dipendente dalla distanza, aumentando la quale si possono ottenere ulteriori riduzioni di accoppiamento. Riduzione dell’accoppiamento magnetico ( ~ -30dB a 1GHz) Entità dell’accoppiamento dipendente dalla distanza fra i componenti