SISTEMA DI CONDIZIONAMENTO UNIVERSALE (schema semplificato di una possibile catena di amplificazione) ALIMENTAZIONE TRASDUTTORI TRASDUTTORI BANCHI DI FILTRI carica V Supply 2° STADIO DI AMPLIFICAZIONE I° STADIO DI AMPLIFICAZIONE K tensione K DIFF + -   trasduttori corrente I Supply . . . . . . I° GENERATORE DI OFFSET 2° GENERATORE DI OFFSET V V SW V Ref (2) SW V Ref (1) AGGIUSTAMENTO GAIN & OFFSET DRIVER DI USCITA DI MODO COMUNE E BILANCIATO K ADJ  3° STADIO DI AMPLIFICAZIONE ADJ

VERSIONE ATTUALE COMPLESSIVA (PROVVISORIA) 4 uscite a singolo scambio a relè 4 ingressi digitali 1 uscita analogica 4 ingressi analogici 4 uscite a relè Interfaccia 4 uscite digitali Interfaccia 1 uscita analogica Sezione tensioni di riferimento Sezione alimentazione 5V digitale Sezione alimentazione duale DC / DC Interfaccia 4 uscite digitali 4 sezioni analogiche di condizionamento

IL MODULO DI CONDIZIONAMENTO A DUE CANALI PER ACCELEROMETRO (VERSIONE PROVVISORIA) Stadio di ingresso e secondo stadio di amplificazione Alimentazione del trasduttore Filtri passa alto e passa basso Terzo stadio di amplificazione Driver di uscita bilanciato 70mm 120mm

CONFIGURAZIONE COME AMPLIFICATORE DI UN GENERICO SEGNALE I° STADIO DI AMPLIFICAZIONE 2° STADIO DI AMPLIFICAZIONE Av=1 / 10 K + DIFF + - 2° 5° Vin - 10k 10k SW AGGIUSTAMENTO GAIN & OFFSET DRIVER DI USCITA  Vout = Vin * K

Realizza la banda rigorosamente limitata CONFIGURAZIONE COME AMPLIFICATORE PER ACCELEROMETRO (SCHEMA FUNZIONALE A BLOCCHI) Vcc V Supply 2° STADIO DI AMPLIFICAZIONE Vx Ft = 0,08Hz Av = 2 / 3 Ft = 50Hz - 100Hz Av = -1 -  1° 5° Av = 2 accelerometro 2 Vx - Vcc + Realizza la banda rigorosamente limitata I° STADIO DI AMPLIFICAZIONE DRIVER DI USCITA BILANCIATO Av = 1 /2 / 3 / 4 G = 0 dB +Vout 3° STADIO DI AMPLIFICAZIONE Av = -1 G = 0 dB - -Vout

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI I filtri RF di ingresso oltre ai circuiti di protezione Tutti gli stadi su cui entra il segnale proveniente dall’esterno hanno, come primo circuito, un filtro RF integrato con un limitatore di tensione per un duplice motivo: - filtrare la eventuale Radio Frequenza eventualmente captata dal cavo di collegamento con il trasduttore o con altro apparato - limitare il valore della tensione applicata all’ingresso del circuito in caso di sovratensioni transitorie dovute a disturbi esterni oppure a temporanei errori di connessione. Tali azioni sono svolte da elementi passivi costituiti da resistenze, capacità, diodi e diodi zener. La struttura della cella di filtraggio/limitazione è rappresentata nella figura successiva. Vout +Vcc -Vcc Vin R C Vz FILTRO RF LIMITATORI DI TENSIONE (*) (*) la massima tensione è limitata al valore pari alla somma della tensione di soglia di un diodo e della tensione di zener. Valori tipici per Vz sono di 10 - 12V.

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI Stadi di ingresso: (previsti sia come moduletto remoto che come stadio integrato in ogni canale) Amplificatore differenziale a guadagno unitario nella configurazione più semplice possibile, utilizzante un solo amplificatore operazionale e quattro resistenze. R3 in(-) L’unica configurazione effettivamente realizzata è quella dell’amplificatore differenziale a guadagno unitario, ottenuto con quattro resistenze tutte uguali tra loro. - out R2 - + Vin in(+) R2 + R3 R1 = R2 = R3 = R4 Vref SW Vout = Vin + Vref

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI Stadi di ingresso: Amplificatore strumentale integrato (il classico AD620 oppure AD621) con tre guadagni selezionabili (1 con AD620, 10 e 100 con AD621), molto preciso come coefficiente di amplificazione e dal drift contenuto: prestazioni buone con una grande semplicità ed affidabilità circuitale. Si tratta di un componente assai standard, molto usato in ambiente industriale. Ne esistono praticamente di uguali (come caratteristiche) di diverse marche, più o meno raffinati. + - in(-) in(+) out Vref Rv1 R1 R2 Vin Struttura integrata (AD 621) SW Rv2 Vout = ( Vin • ( ( ( 2 • R1 ) / Rv1) + 1) + Vref (con SW chiuso : Vout / Vin = 100) Vout = ( Vin • ( ( ( 2 • R1 ) / ( Rv1 + Rv2) ) + 1) + Vref (con SW aperto : Vout / Vin = 10)

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI I filtri passa alto Lo stadio di filtraggio passa alto è realizzato in maniera molto semplice, con due sole celle RC in cascata del primo ordine. Tale soluzione, anche se non molto sofisticata, in quanto non consente di ottenere una elevata pendenza nella risposta in frequenza (al massimo 12 dB / ottava) risulta comunque adeguata per la maggior parte delle applicazioni, in quanto la necessità di una banda rigorosamente limitata, ottenibile solo con un filtro di ordine elevato, si ha solo nei confronti della parte alta dello spettro, per evitare l’errore di aliasing nel caso di campionamento del segnale. Le due celle di filtro passa alto sono state implementate in modo da poterle scavalcare, inserirne una sola (per ottenere una risposta del primo ordine) oppure inserirne due in cascata (per ottenere una risposta del secondo ordine). Le frequenze di taglio ottenibili vanno da 0,1Hz a 1000 Hz SW Vin Vout Bypass 1° ord C1 C2 C1 Filter 2° ord R1 R2 NOTA: L’utilizzo di amplificatore con ingresso a FET consente di poter impostare per R1 e R2 valori molto elevati (fino a 10 M). IN tal modo si possono ottenere costanti di tempo molto elevate (alcuni secondi) potendo utilizzare capacità non polarizzate di tipo poliestere, molto migliori rispetto alla capacità di tipo elettrolitico che, tra l’altro, non consentono l’inversione della polarità del segnale Amplificatori inseguitori a guadagno unitario con ingresso a FET

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI I filtri passa basso Lo stadio di filtraggio passa basso è realizzato mediante circuiti attivi, che utilizzano, oltre a componenti passivi RC| anche amplificatori operazionali connessi come inseguitori a guadagno unitario, secondo la configurazione detta di Sallen & Key. I filtri passa basso del quinto ordine inseriti all’interno del modulo hanno una risposta di Bessel. Tale tipo di risposta costituisce la migliore soluzione per limitare la banda di un segnale (necessaria per un corretto campionamento esente da errore di aliasing) con una eccellente risposta dinamica ai transitori, priva praticamente di sovraelongazione, contrariamente ad altre tipologie di filtri (Butterworth, Chebichev). Per questo sono indicati come filtri anti aliasing nei sistemi di acquisizione. La frequenza di taglio di ciascun filtro è impostabile agendo sul valore di un array resistivo del tipo DIL, in un range di escursione che può superare le due decadi. Il guadagno in corrente continua risulta estremamente preciso ed esattamente unitario, indipendentemente dalla frequenza di taglio. Resistenze tutte dello stresso valore appartenenti ad un unico array resistivo Vin Vout Amplificatori inseguitori a guadagno unitario con ingresso a FET C1 C2 C3 C4 C5

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI Ulteriori stadi di amplificazione e compensazione dell’offset Oltre al primo stadio di amplificazione, dopo i banchi di filtro è inserito un ulteriore stadio di amplificazione, con diversi valori di guadagno. La configurazione invertente scelta consente una serie di vantaggi: la possibilità di integrare la funzione di introduzione di un offset, la possibilità di inserire un polo nella risposta anche con guadagno unitario, la possibilità (utilizzando tutte resistenze uguali tra loro) di ottenere valori interi del valore del guadagno e, fatto molto importante, ridurre al minimo la deriva del guadagno, dipendendo quest’ultimo dal rapporto tra resistenze e non dal loro effettivo valore. - + R C Offset in Vin Vout SW1 SW2 SW3 SW4 Vout = - ( Vin • Av ) - Offset SW1 SW2 SW3 SW4 Av OFF OFF OFF OFF 1 ON OFF OFF OFF 2 ON ON OFF OFF 3 ON ON ON OFF 4 ON ON ON ON 5

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI Stadio di aggiustamento del guadagno e dell’offset La catena di amplificazione termina con uno stadio che consente l’aggiustamento fine del guadagno e dell’offset. La configurazione circuitale adottata è quella del sommatore pesato invertente, secondo lo schema di principio riportato in figura. Uno stadio di tale tipo consente di aggiustare separatamente il guadagno e l’offset agendo rispettivamente su RV2 e su RV1, che fanno parte della rete resistiva di ingresso, mentre la rete di retroazione rimane costante. Introduce un polo nella risposta - + R2 R C Offset in Vin Vout R1 RV1 RV2 Vout = - Vin • ( R / ( RV2 + R2 )) - Offset • ( R / ( RV1 + R1 ))

I DIVERSI BLOCCHI FUNZIONALI Buffer di uscita di modo comune La configurazione circuitale adottata è quella dell’amplificatore invertente con stadio di uscita inseguitore di tensione a transistor, secondo lo schema di principio riportato in figura. La presenza dei due transistor complementari secondo una connessione push-pull in classe AB garantisce una corrente erogabile adeguata anche per carichi impegnativi, come ad esempio lunghi cavi di collegamento verso altri apparati, cavi che possono presentare capacità anche relativamente elevate (alcuni nF per qualche decina di metri di lunghezza). - + R C Vin Vout = - Vin R/2 +Vcc -Vcc Introduce un polo nella risposta per aumentare il margine di stabilità al variare del carico 4k7 47 4k7 Prepolarizzazione dei transistor

LE PRESTAZIONI DEI FILTRI PASSA BASSO DI BESSEL In un generico sistema di condizionamento, ancor più se seguito da un sistema di acquisizione, risulta di fondamentale importanza filtrare opportunamente il segnale per due motivi fondamentali: - estrarre dal segnale l’effettiva informazione utile, cioè quella parte che contiene l’effettiva informazione utile - fornire al sistema di acquisizione e relativo convertitore A/D un segnale a banda rigorosamente limitata Per ottenere una adeguata azione di filtraggio occorre anche tenere conto del fatto che uno dei parametri fondamentali da poter variare è la frequenza di taglio, mantenendo possibilmente inalterate le caratteristiche di guadagno e risposta dinamica. Inoltre, il più delle volte, non vi è la necessità di una variazione fine della frequenza di taglio, ma risulta più che adeguato poterla variare in modo discreto, come, ad esempio, a salti di ottava o di decade. La configurazione scelta per i blocchi di filtro rispetta tali esigenze. Di seguito vengono riportate alcune misure effettuate sui filtri passa basso come risposta in frequenza, risposta temporale all’onda quadra e risposta in fase al variare della frequenza. Sono, infine, riportate le misure comparative di comportamento fra tre diversi filtri passa basso: Bessel, Butterworth e Chebychev, per guidare ad una eventuale scelta tra tali diversi tipi di filtro.

UN POSSIBILE CIRCUITO PER LA RILEVAZIONE DELLA FUNZIONE DI TRASFERIMENTO COME MODULO E FASE RANGE dB (A/B) IN A  (A-B) IN B Oscillatore sinusoidale (controllabile in frequenza da un segnale esterno) Voltmetro vettoriale Freq min Freq max Freq min  f  Freq max Indicazione della fase Indicazione del modulo Valori riportati su di un grafico oppure acquisiti automaticamente mediante un sistema di acquisizione FREQ LEVEL TRIG SYNC OUT ARB Generatore di rampa 10 V 0 V La tensione della rampa comanda la frequenza dell’oscillatore attraverso l’ingresso di sweep: 0 V  f = Freq min 10 V  f = Freq max Indicazione della frequenza A / B (A) - (B) Sistema da testare SWEEP SYNC OUT OSCILLATOR OPTIONAL in quanto sostituibile da un controllo manuale Un possibile circuito per la rilevazione della funzione di trasferimento in modo automatico

LA COMPARAZIONE TRA LE RISPOSTE DI TRE TIPI DI FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE

LA RISPOSTA DEL FILTRO DI BESSEL (MODULO) E’ riportata la risposta in frequenza (come modulo) del filtro passa basso di Bessel del 5° ordine. I dati sono stati ricavati da misure effettuate con oscillatore sinusoidale e voltmetro vettoriale, su valori di frequenza a terzi di ottava

LA RISPOSTA DEL FILTRO DI BESSEL (FASE) E’ riportata la risposta in frequenza (come modulo) del filtro passa basso di Bessel del 5° ordine. I dati sono stati ricavati da misure effettuate con oscillatore sinusoidale e voltmetro vettoriale, su valori di frequenza a terzi di ottava

LA RISPOSTA DEL FILTRO DI BUTTERWORTH (MODULO) E’ riportata la risposta in frequenza (come modulo) del filtro passa basso di Bessel del 5° ordine. I dati sono stati ricavati da misure effettuate con oscillatore sinusoidale e voltmetro vettoriale, su valori di frequenza a terzi di ottava

LA RISPOSTA DEL FILTRO DI BUTTERWORTH (FASE) E’ riportata la risposta in frequenza (come modulo) del filtro passa basso di Bessel del 5° ordine. I dati sono stati ricavati da misure effettuate con oscillatore sinusoidale e voltmetro vettoriale, su valori di frequenza a terzi di ottava

LA RISPOSTA DEL FILTRO DI CHEBYCHEV (MODULO) E’ riportata la risposta in frequenza (come modulo) del filtro passa basso di Bessel del 5° ordine. I dati sono stati ricavati da misure effettuate con oscillatore sinusoidale e voltmetro vettoriale, su valori di frequenza a terzi di ottava

LA RISPOSTA DEL FILTRO DI CHEBYCHEV (FASE) E’ riportata la risposta in frequenza (come modulo) del filtro passa basso di Bessel del 5° ordine. I dati sono stati ricavati da misure effettuate con oscillatore sinusoidale e voltmetro vettoriale, su valori di frequenza a terzi di ottava

RISPOSTA IN FREQUENZA CON FILTRO PASSA BASSO 5° ORDINE (frequenza di taglio 200 Hz - analisi su una decade) La risposta in frequenza risulta caratterizzata da un andamento, attorno alla frequenza di taglio, poco diverso da quello di un filtro di ordine decisamente meno elevato. Ciò comporta rotazioni di fase più contenute con una conseguente risposta dinamica praticamente priva di sovraelongazioni. - 28 dB / ottava E’ riportata la risposta in frequenza del filtro passa basso del modulo di condizionamento. Nel caso specifico la frequenza di taglio è 200 Hz. La pendenza della risposta risulta minore dei 30 dB / ottava, come è giusto aspettarsi dalla risposta di Bessel. Da notare il progressivo aumento della pendenza attorno alla frequenza di taglio.

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (frequenza di taglio 200 Hz) La risposta temporale risulta assolutamente priva di sovraelongazione, grazie ad un eccellente comportamento dinamico del circuito elettronico utilizzato. La struttura circuitale utilizza due stadi inseguitori ad amplificatore operazionale connessi, con i componenti passivi, secondo la struttura Sallen-Key. Tale configurazione consente un’amplificazione unitaria ma con il vantaggio di una eccellente risposta dinamica. 5ms Tempo di assestamento 2ms

RISPOSTA IN FREQUENZA CON FILTRO PASSA BASSO 5° ORDINE (frequenza di taglio 2000 Hz - analisi su una decade) Rispetto al caso precedente, il grafico ottenuto risulta praticamente sovrapponibile. La differenza sta nella diversa dislocazione frequenziale: in pratica si può dire che l’andamento è lo stesso, solamente spostato in avanti di una decade. Tale risultato è stato ottenuto semplicemente sostituendo un array resistivo nel circuito. - 28 dB / ottava E’ riportata la risposta in frequenza del filtro passa basso del modulo di condizionamento. Nel caso specifico la frequenza di taglio è 2 kHz. La pendenza della risposta risulta minore dei 30 dB / ottava, come è giusto aspettarsi dalla risposta di Bessel. Da notare come l’andamento rispecchi esattamente la risposta del filtro precedente, solo traslato di una decade.

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (frequenza di taglio 2000 Hz) La risposta temporale risulta assolutamente priva di sovraelongazione, grazie ad un eccellente comportamento dinamico del circuito elettronico utilizzato. Si può notare come l’andamento della risposta sia perfettamente corrispondente a quella della figura precedente, solo con i tempi divisi per dieci, essendo la frequenza di taglio spostata in avanti di una decade. 500s Tempo di assestamento 200 s

RISPOSTA IN FREQUENZA CON FILTRO PASSA BASSO 5° ORDINE (frequenza di taglio 20 kHz - analisi su una decade) - 28 dB / ottava E’ riportata la risposta in frequenza del filtro passa basso del modulo di condizionamento. Nel caso specifico la frequenza di taglio è 20 kHz. A frequenze elevate l’attenuazione risulta leggermente maggiore dei casi precedenti, dovuta all’azione passa basso degli stadi di amplificazione oltre che del banco di filtri passa basso.

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (frequenza di taglio 20 kHz) Pur avendo aumentato ulteriormente la frequenza di taglio, spostandola di una decade, la risposta dinamica è rimasta praticamente perfetta, priva di qualsiasi deformazione o sovraelongazione. Si può notare come l’andamento della risposta sia perfettamente corrispondente a quella della figura precedente, solo con i tempi divisi per dieci, essendo la frequenza di taglio spostata in avanti di una decade. 50s Tempo di assestamento 20s

RISPOSTA FREQUENZIALE DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (Risposta di Bessel con frequenza di taglio 1 kHz) Una caratteristica saliente della risposta di Bessel è un aumento graduale della pendenza attorno alla frequenza di taglio. In pratica attorno alla frequenza di taglio (per circa 1 ottava prima e 1 ottava dopo) il comportamento di tale filtro risulta quasi coincidente con quello di un filtro del primo ordine. All’aumentare della frequenza vi è un significativo aumento della pendenza.. E’ la caratteristica che consente a tale tipo di filtro un ottimo comportamento dinamico. Pendenza che aumenta gradatamente attorno alla frequenza di taglio  26 dB / ottava Le figure che seguono mostrano il comportamento frequenziale e temporale di tra diversi filtri passa basso, rispettivamente con la risposta di Bessel, Butterworth, Chebichev. In figura è riportata la risposta di Bessel.

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (Risposta di Bessel con frequenza di taglio 1 kHz) La risposta temporale risulta assolutamente priva di sovraelongazione, grazie ad un eccellente comportamento dinamico del circuito elettronico utilizzato, dovuta soprattutto ad una rotazione di fase abbastanza proporzionale alla frequenza. La relativamente scarsa pendenza della risposta in frequenza è compensata da un eccellente comportamento dinamico nei confronti dei transitori. Nessuna sovraelongazione 50s Tempo di assestamento 500 s 20s

RISPOSTA FREQUENZIALE DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (Risposta di Butterworth con frequenza di taglio 1 kHz) Una caratteristica saliente della risposta di Butterworth è la perfetta coerenza con il diagramma asintotico di un filtro passa basso di ordine n. La pendenza coincide con quella della retta del diagramma asintotico. Filtro dal comportamento in frequenza ben definibile a priori, che comporta, però, una risposta dinamica leggermente peggiore rispetto al filtro con risposta di Bessel. Pendenza che aumenta in maniera marcata nell’intorno della frequenza di taglio  30 dB / ottava La figura mostra la risposta di un filtro di Butterworth. Si vede come risulti perfettamente compatibile con il diagramma asintotico di un filtro passa basso del 5° ordine, con una pendenza che raggiunge, poco dopo la frequenza di taglio, esattamente i 30 dB / ottava (6 dB /ottava • ordine del filtro)

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DI UN FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (Risposta di Butterworth con frequenza di taglio 1 kHz) RISPOSTA DI BUTTERWORTH La risposta temporale risulta penalizzata da una lieve sovraelongazione. Un filtro del genere consente di ottenere una risposta in frequenza con una pendenza effettiva di 100 dB / decade, ma per contro si ha un comportamento dinamico leggermente peggiore rispetto a quello corrispondente al filtro di Bessel. Lieve sovraelongazione 500 s

RISPOSTA FREQUENZIALE DEL FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (Risposta di Chebichev con frequenza di taglio 1 kHz) In pratica il filtro di Chebicehv consente di ottenere la maggior pendenza della risposta in frequenza possibile a parità del numero di celle di filtro (si tratta di un filtro economicamente vantaggioso, per quanto riguarda la risposta in frequenza). Però elevata pendenza significa anche comportamento dinamico problematico. Pendenza che aumenta in maniera marcata proprio alla frequenza di taglio > 30 dB / ottava La figura mostra la risposta di un filtro di Chebichev. Si vede come la pendenza della risposta in frequenza superi addirittura i 30 dB / ottava, con una netta separazione di comportamento tra prima e dopo la frequenza di taglio.

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DI UN FILTRO PASSA BASSO DEL 5° ORDINE (Risposta di Chebichev con frequenza di taglio 1 kHz) RISPOSTA DI CHEBYCHEV La risposta temporale risulta penalizzata da una marcata sovraelongazione sottosmorzata. La risposta in frequenza presenta una netta differenza nell’intorno della frequenza di taglio, tra valori minori e maggiori della frequenza di taglio. La pendenza ottenibile risulta addirittura maggiore di 100 dB / decade, ma la risposta dinamica nei confronti di eventuali transitori è sicuramente peggiore dei due tipi di filtri visti in precedenza. Marcata sovraelongazione 500 s

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DI UNA SINGOLA CELLA PASSA ALTO La risposta temporale al gradino del filtro passa alto ad una singola cella è riconducibile sicuramente ad un sistema del primo ordine. Si nota come il fronte di salita della risposta sia perfettamente corrispondente al fronte di salita del segnale applicato all’ingresso del filtro.

RISPOSTA TEMPORALE AL GRADINO DI UNA DOPPIA CELLA PASSA ALTO La risposta temporale al gradino del filtro passa alto a doppia cella mostra un comportamento privo si sovraelongazioni, ma con una pendenza più spiccata rispetto al caso precedente. Tale comportamento dipende dalla struttura costituita da due celle identiche in cascata, disaccoppiate tramite stadio inseguitiore ad elevata impedenza di ingresso.

LA DISTORSIONE ARMONICA: DA DOVE NASCE Segnale, all’ingresso, perfettamente sinusoidale a freq = f* IN OUT Sistema NON perfettamente lineare Segnale, all’uscita, NON perfettamente sinusoidale Unica componente sinusoidale a freq = f* Una componente sinusoidale a freq = f* più ulteriori componenti a freq multiple di f* Transcaratteristica NON rettilinea freq f* f* 2f* 3f* 4f* . . . . Teorema di Fourier sulla scomposizione dei segnali Il meccanismo della generazione della distorsione armonica per i segnali sinusoidali

LA DISTORSIONE ARMONICA (gli strumenti di misura) Per verificare la presenza di distorsione armonica e per effettuare una misura affidabile di tale fenomeno è necessario disporre di alcune apparecchiature, connesse al dispositivo da testare: - un oscillatore ad elevata purezza spettrale (cioè che fornisce un segnale perfettamente sinusoidale o con un contenuto armonico estremamente ridotto) - un analizzatore di spettro che è in grado di mostrare il contenuto armonico presente all’uscita del dispositivo. Oscillatore sinusoidale Sistema da testare Analizzatore di spettro Segnale perfettamente sinusoidale (una sola componente in frequenza) Segnale non perfettamente sinusoidale (più componenti in frequenza) IN TRACK OSC freq SYNC OUT FREQ LEVEL OSCILLATOR Le apparecchiature per la misura della distorsione armonica

LA DISTROSIONE ARMONICA MOSTRATA DALL’ANALIZZATORE DI SPETTRO Nella Fig.sotto è mostrato un caso reale di misura effettuata con una sinusoide di 1 KHz. Si vede come all’uscita del dispositivo testato siano presenti ulteriori componenti, oltre a quella fondamentale di 1KHz. Si tratta di un dispositivo di buona qualità, con una distorsione di seconda armonica pari a circa 0,1% della fondamentale ed una distorsione di terza armonica pari a circa lo 0,3% della fondamentale. Componente fondamentale Componenti spurie 1KHz 2KHz 3KHz 4KHz 5KHz 10dB 60dB  0,1% 50dB  0,3% Un esempio di misura della distorsione armonica in un segnale reale all’uscita di un amplificatore

DISTORSIONE ARMONICA DI UN CANALE DI AMPLIFCIAZIONE COMPLETO (Operazionali usati della famiglia LM741 / LM358) Nel caso di Fig. nella catena di amplificazione sono stati utilizzati amplificatori operazionali del tipo LM358 (in pratica la versione doppia del famosissimo e antico LM741). La distorsione rilevata è soprattutto di armonche dispari, il che denota una non linearità conseguente al fenomeno della compressione (una sorta di clipping morbido).  65 dB  dist 0,05% Terza armonica Il test per la misura della distorsione è stato effettuato con una sinusoide di frequenza pari a circa 1/5 della frequenza di taglio del filtro passa basso inserito nella catena di amplificazione, per poter considerare anche le armoniche del segnale, che mostrano al distorsione.

DISTORSIONE ARMONICA DI UN CANALE DI AMPLIFCIAZIONE COMPLETO (Operazionali usati della famiglia TL071 / TL072) Nel caso di Fig. nella catena di amplificazione sono stati utilizzati amplificatori operazionali del tipo TL071 /TL072 con ingresso a FET. Il comportamento di tale dispostivo, oltre che consentire una maggiore banda passante, consente di ottenere livelli di distorsione veramente bassi. La piccolissima componente di seconda armonica visualizzata è anche dovuta ad un residuo di distorsione dell’oscillatore utilizzato per il test.  90 dB  dist 0,003% Come nel caso precedente il test per la misura della distorsione è stato effettuato con una sinusoide di frequenza pari a circa 1/5 della frequenza di taglio del filtro passa basso inserito nella catena di amplificazione, per poter considerare anche le armoniche del segnale, che mostrano la distorsione.

LA STRUMENTAZIONE UTILIZZATA Generatore di funzione UNAOHM EM139B completamente analogico, in grado di generare le funzioni standard sinusoidale, triangolare e quadra. Prevede le diverse modalità di funzionamento (free running, clok, gate e modulazione AM). Strumento datato ma molto versatile e dalle buone prestazioni. Generatore sinusoidale Rohde & Schwarz SPN sintetizzato, in grado di generare segnali sinusoidali fino ad 1 MHz, con distorsione molto ridotta (0,01%). Usato sia per generare toni puri di elevata qualità, sia per produrre il segnale di clock, sfruttando l’elevatissima stabilità della frequenza del segnale generato, ottenuto da un oscillatore al quarzo molto stabile nel tempo ed al variare della temperatura.

LA STRUMENTAZIONE UTILIZZATA Oscilloscopio digitale LeCroy 9354L a quattro canali di ingresso in grado di memorizzare fino a 2 milioni di punti per ciascun canale, consentendo in tal modo di realizzare delle analisi accurate sui segnali, essendo dotato anche di un set molto interessante di routine matematiche oltre che di una tecnica di sovracampionamento e relativi algoritmi interni per ottenere una risoluzione equivalente migliore. Controlli dei diversi menu Base dei tempi & trigger Impostazioni di canale verticale Zoom e routine matematiche Utilità varie 4 canali di ingresso Ingresso di trigger Uscita per calibrazione

LA STRUMENTAZIONE UTILIZZATA Analizzatore di spettro HP3585A in grado di analizzare segnali con frequenze comprese tra 20Hz e 40 MHz, con una dinamica di oltre 90 dB. Molto interessante la possibilità di acquisire il max su molte scansioni ripetute, il che consente di ottenere lo spettro cumulativo di un segnale. Memorizz. Segnale A o B impostaz. Max Hold Modalità scansione Routine matematiche Selettività & filtro video Scala delle frequenze e delle ampiezze Tastiera numerica Uscita oscillatore tracking Uscita di calibrazione ingresso 1 M / 50 

LA STRUMENTAZIONE UTILIZZATA Voltmetro vettoriale HP3575A in grado di analizzare segnali con frequenze comprese tra 1Hz e 13Hz con dinamica di circa 70 dB. La funzionalità di tale strumento comprende la determinazione automatica del modulo e della fase del guadagno di un apparato, nei confronti della frequenza. Vi è la possibilità della misura congiunta dei livelli del segnale sui due canali oppure la determinazione del rapporto tra le ampiezze (espresso in dB) Sensibilità canale B Range di frequenza Moduo in dB Fase in gradi Inversione di fase Sensibilità canale A Input canale A Input canale B Modulo / fase canale B Funzione svolta

LA STRUMENTAZIONE UTILIZZATA Oscillatore sinusoidale TEK SG505 completamente analogico, che grazie ad una configurazione circuitale interna a doppio integratore in cascata consente di ottenere segnali sinusoidali con una distorsione ridottissima. Particolarmente adatto come generatore di segnale nell’analisi della distorsione armonica di un dispositivo Variazione continua della Frequenza Variazione fine della frequenza Moltiplicazione della Frequenza Attenuatore del livello di uscita: a step e continuo Uscita bilanciata Uscita di modo comune

UN BANCO DEL LABORATORIO DOVE SONO SVILUPPATE E TESTATE LE APPARECCHIATURE ELETTRONICHE